交直型電力機(jī)車均采用單相的整流裝置。本節(jié)將首先討論電力機(jī)車上常用的單相整流電路的型式、工作原理及參數(shù)計(jì)算，進(jìn)而分析相控調(diào)壓的工作原理及特點(diǎn)，引出機(jī)車功率因數(shù)及其補(bǔ)償問(wèn)題。

　　一、單相不控整流電路

　　有級(jí)調(diào)速的電力機(jī)車采用不控整流電路，如SS1型電力機(jī)車。根據(jù)整流元件與變壓器繞組連接方式的不同，分為中點(diǎn)抽頭式(簡(jiǎn)稱中抽式)和橋式整流電路兩種。

　　(一)中抽式不控整流電路

　　為了討論分析問(wèn)題方便，我們?cè)O(shè)定：

　　(1)牽引變壓器繞組的阻抗為零(即不計(jì)電阻值和漏抗)。

　　(2)整流元件為理想元件(即元件的閾值電壓和正向壓降為零，反向漏電流為零)

　　(3)直流回路平波電抗器電感為無(wú)限大。

　　如圖2-13所示的中抽式不控整流電路，當(dāng)變壓器的二次側(cè)繞組輸出電壓為： ，則變壓器一次側(cè)電流iT，二次側(cè)電流i2，整流元件電流iD1、iD2均為方波。同時(shí)電流i2由一組整流元件轉(zhuǎn)移到另一組整流元件的過(guò)程(即換相)是瞬時(shí)完成的，即在ωt=nπ (n=1、2、3……)瞬時(shí)完成。整流電流id(當(dāng)直流電路有m臺(tái)牽引電動(dòng)機(jī)并聯(lián)工作時(shí)，id=mia)和牽引電動(dòng)機(jī)電流ia均為直流。而整流電壓Ud為半波正弦波，波形如圖2-14所示。

　　圖2-13　單相中抽式不控整流線路

　　1.整流電壓Ud

　　中抽式整流電路工作時(shí)，變壓器二次側(cè)兩相繞組ao、bo輪流向負(fù)載電路供電，整流電壓值為：

　　圖2-14　中抽式不控整流線路波形圖

        (2-15)

　　從圖2-14(b)我們可以直觀地了解到Ud為一脈動(dòng)電壓，如果將其按富氏級(jí)數(shù)分解，則為一直流分量和一系列高次諧波分量，即

　　(2-16)

　　整流輸出電壓的平均值(負(fù)載電壓平均值)

　　(2-17)

　　比較式(2-16)、式(2-17)可知，整流電壓ud的直流分量即為不控整流電路輸出的平均電壓Ud，稱為理想空載直流電壓Ud0：

　　(2-18)

　　由此得出變壓器二次側(cè)每相繞組電壓有效值：

　　(2-19)

　　2.整流輸出電流平均值Id

　　由歐姆定律確定

　　整流輸出電流的有效值即變壓器次邊繞組電流的有效值I2，根據(jù)發(fā)熱等效原理有：

        

　　所以

　　(2-20)

　　由于變壓器次邊繞組中流過(guò)電流的波形為一方波，若忽略變壓器磁化電流，原邊電流也為一方波，其電流有效值為IT=Id/KT，KT為變壓器變比。

　　3.整流元件參數(shù)確定

　　因?yàn)榱鬟^(guò)整流元件的電流與變壓器次邊繞組電流相同，故其電流有效值為I2=ID1=ID2=0.707Id。由于中抽式電路的整流元件在一個(gè)周波內(nèi)只導(dǎo)通半個(gè)周波，故流過(guò)整流元件的平均電流Ipj=1/2Id，根據(jù)整流元件額定電流Ie的定義(一般標(biāo)明為額定正向平均電流，它的含義是指該元件在符合規(guī)定的條件下，電流為正弦半波時(shí)所允許通過(guò)的電流平均值)。 ，可以得出，中抽式整流電路整流元件能承受電流有效值為額定電流的1.57倍，即

　　(2-21)

　　中抽式整流電路整流元件承受的反向電壓，從工作原理知道，當(dāng)一臂整流元件D1導(dǎo)通時(shí)，另一臂整流元件D2即承受反向電壓，其大小等于變壓器二次側(cè)繞組兩相電壓之和，所以反向峰值電壓數(shù)值為：

　　(2-22)

　　4.整流功率及變壓器容量

　　整流裝置輸出的電功率稱為整流功率，以Pd表示則有

　　(2-23)

　　對(duì)圖2-13而言，若牽引電機(jī)的額定電壓為Ue，額定電流為Ie，整流功率Pd即為6臺(tái)牽引電動(dòng)機(jī)的總輸入功率，即

　　(2-24)

　　決定變壓器各相繞組重量和尺寸的是它的計(jì)算容量。各相繞組的計(jì)算容量由電壓、電流有效值確定，故變壓器二次側(cè)繞組總的計(jì)算容量P2為

　　(2-25)

　　變壓器一次側(cè)繞組的計(jì)算容量P1為

　　(2-26)

　　式中 U1——變壓器一次側(cè)繞組電壓有效值;

　　IT——變壓器一次側(cè)繞組電流有效值;

　　P1——變壓器一次側(cè)繞組計(jì)算容量;

　　P2——變壓器二次側(cè)繞組計(jì)算容量。

　　變壓器的銘牌容量PT為

　　(2-27)

　　5.機(jī)車功率因數(shù)

　　由電工原理知，在正弦交流電路中，功率因數(shù)cosψ定義為

　　由于電力機(jī)車電路與一般交流電路不同，在交流電網(wǎng)中流過(guò)的是非正弦電流，而交流電壓一般近似地可認(rèn)為是正弦波，因此在變壓器一次側(cè)電流中就包括有與電源電壓相同頻率的基波成分以及多種高次諧波成分，其中只有與電壓同頻率的基波電流產(chǎn)生有功功率，其它高次諧波電流與電源電壓頻率不同，只能產(chǎn)生無(wú)功功率。在這種情況，機(jī)車的功率因數(shù)PF定義為：

　　(2-28)

　　式中 P——變壓器一次側(cè)有功功率，P=U1I(1)cosψ1，I(1)為基波電流有效值;

　　S——變壓器一次側(cè)視在功率，S=U1IT;

　　cosψ1——基波電壓與基波電流之間的相位系數(shù)，用DF表示。

　　則式(2-28)為：

　　式中 稱為電流波形畸變系數(shù)，用λ表示，表明電流波形含有高次諧波的程度。λ愈接近于1，則電流波形愈接于正弦波。上式表明交直型整流器電力機(jī)車的功率因數(shù)PF等于相位移系數(shù)DF和電流畸變系數(shù)λ之乘積。

　　電流畸變系數(shù)也可用諧波系數(shù)HF來(lái)表示：

　　(2-29)

　　式(2-29)表明諧波系數(shù)HF等于諧波電流有效值和基波電流有效值之比。

　　由此機(jī)車整流電路的功率因數(shù)和諧波干擾量可用PF、DF、HF三個(gè)參數(shù)來(lái)表達(dá)。

　　對(duì)于單相不控整流電路，由圖2-14(a)可知，變壓器一次側(cè)電流iT波形為方波，按富氏級(jí)數(shù)分解為與電壓同頻率的基波分量和一系列的奇次諧波分量，即：

　　(2-30)

　　一次側(cè)電流的基波分量為：

　　基波分量有效值為：

　　(2-31)

　　那么機(jī)車有功功率：

　　視在功率：

　　(2-32)

　　所以單相不控整流電路機(jī)車的功率因數(shù)、相位移系數(shù)、電流畸變系數(shù)為：

　　

　　以上參數(shù)說(shuō)明采用不控整流線路的機(jī)車，具有較高的功率因數(shù)，變壓器一次側(cè)繞組內(nèi)流過(guò)的是與網(wǎng)壓同相位的方波電流，并且在整個(gè)調(diào)壓過(guò)程中PF、HF、DF保持恒定不變。

　　(二)橋式不控整流電路

　　橋式不控整流電路的原理圖及波形如圖2-16所示。

　　圖2-16　橋式不控整流電路原理圖

　　通過(guò)對(duì)理想的橋式不控整流電路波形圖進(jìn)行分析可知，當(dāng)變壓器二次側(cè)電壓為 時(shí)，其整流電壓ud也是半波正弦，所以整流電路空載輸出電壓值為：

　　變壓器二次側(cè)繞組中交替流過(guò)整流電流Id，所以變壓器二次側(cè)繞組電流有效值I2為：

　　(2-34)

　　變壓器一次側(cè)繞組電流有效值IT為：

　　流過(guò)整流元件的電流為半波電流。因此，有效值仍為

　　元件承受的反向電壓為：

　　(2-35)

　　變壓器二次側(cè)繞組計(jì)算容量P2為：

　　(2-36)

　　變壓器一次側(cè)繞組計(jì)算容量P1為;

　　(2-37)

　　變壓器銘牌容量PT為：

　　(2-38)

　　下面對(duì)中抽式和橋式不控整流電路的計(jì)算參數(shù)做一比較。

　　比較式(2-27)、式(2-38)可知，在輸出整流功率相同的情況下，橋式電路變壓器容量較中抽式下降20%左右，這是因?yàn)闃蚴秸麟娐纷儔浩鞫蝹?cè)繞組正負(fù)半周都有電流流過(guò)，變壓器利用率高，因此銘牌容量下降。

　　比較式(2—22)、式(2—35)可知，橋式不控整流電路整流元件承受的反向電壓較中抽式小一倍，但因橋式整流橋臂數(shù)較中抽式多一倍，故整流元件數(shù)相同。中抽式電路因變壓器需有中點(diǎn)抽頭，有兩相低壓繞組，故變壓器結(jié)構(gòu)復(fù)雜。

　　比較圖2—14(a)、圖2—16(a)可知，橋式、中抽式不控整流電路變壓器一次側(cè)繞組電流iT的波形都為相同的方波，故其功率因數(shù)、相位移系數(shù)、諧波系數(shù)均相同，即PF=0.9、DF=1、HF=0.9。

　　通過(guò)對(duì)不控整流電路的工作過(guò)程、電壓、電流進(jìn)行分析，以及對(duì)電路參數(shù)進(jìn)行計(jì)算，使我們對(duì)整流電路的參數(shù)以及其基本數(shù)量關(guān)系有了更進(jìn)一步的了解。這是設(shè)計(jì)變壓器、選取整流裝置元件以及設(shè)計(jì)觸發(fā)電路的關(guān)鍵，同時(shí)也是分析、理解機(jī)車電路的重要方面。

　　(三)整流電流的脈動(dòng)

　　1.整流電壓和整流電流的脈動(dòng)

　　單相全波整流電路的整流電壓脈動(dòng)較大，脈動(dòng)電壓的富氏展開式如式(2—16)，若僅考慮整流電壓幅值最大的諧波分量，則可變?yōu)椋?/p>

　　脈動(dòng)電壓或電流的脈動(dòng)程度可用脈動(dòng)系數(shù)Ku、Ki來(lái)表示，定義為該波形交流分量的脈動(dòng)幅值與直流分量數(shù)值之比。因此，全波整流電路整流電壓的脈動(dòng)系數(shù)為

　　(2-39)

　　整流電壓的脈動(dòng)必然引起整流電流的脈動(dòng)，整流電流的脈動(dòng)情況與負(fù)載性質(zhì)有關(guān)。對(duì)于純電阻負(fù)載，由于整流電流的波形與整流電壓的波形完全相同，故其脈動(dòng)系數(shù)相等。對(duì)于電力機(jī)車來(lái)說(shuō)，整流電路的負(fù)載為牽引電動(dòng)機(jī)，屬于反電勢(shì)性質(zhì)負(fù)載，整流電流的脈動(dòng)要比電阻性負(fù)載時(shí)更大些，因而對(duì)牽引電機(jī)安全換向不利。為了減少電流的脈動(dòng)，在牽引電動(dòng)機(jī)的電路中要串聯(lián)電感值足夠大的平波電抗器，用以起到平波的作用。

　　2.平波電抗器的作用

　　在電機(jī)電路中串聯(lián)平波電抗器之后，當(dāng)電流發(fā)生變化時(shí)，由于平波電抗器產(chǎn)生自感電勢(shì)阻止電流的變化，因而可以減少電流的脈動(dòng)。下面詳細(xì)分析機(jī)車上平波電抗器的平波、鎮(zhèn)流作用。

　　在電力機(jī)車電路中，可以假定牽引電動(dòng)機(jī)的反電勢(shì)ed為常值，即ed=Ed=Ud0，如果略去直流回路的電阻壓降，則電機(jī)回路方程式為

　　(2-40)

　　或

　　(2-41)

　　圖2-17　整流電壓電流脈動(dòng)波形圖

　　整流電壓波形為半波正弦，如圖2-17所示，此時(shí)電流脈動(dòng)量為：

　　(2-42)

　　當(dāng)0≤ωt1≤π/2，有

　　(2-43)

　　將式(2-43)求出的ωt1代入式(2-42)中，則

　　整流電流脈動(dòng)幅值為△id/2，則整流電流脈動(dòng)系數(shù)為

　　(2-44)

　　由式(2-44)可知，當(dāng)平波電抗器的電感Ld足夠大時(shí)，可以大大減小電流脈動(dòng)系數(shù)Ki。

　　3.平波電抗器的選擇

　　由式(2-44)分析可知，若平波電抗器電感Ld為常值，則電流脈動(dòng)系數(shù)還隨牽引電動(dòng)機(jī)負(fù)載Id的變化而變化，當(dāng)Id增加時(shí)脈動(dòng)系數(shù)減小，Id減小時(shí)脈動(dòng)系數(shù)增大。對(duì)于牽引電動(dòng)機(jī)來(lái)說(shuō)，總希望負(fù)載在較大范圍內(nèi)變化時(shí)，電流脈動(dòng)系數(shù)保持不變。即然如此，平波電抗器的電感Ld就不應(yīng)該為常值，而應(yīng)隨負(fù)載電流Id的大小而變化，使得LdId的乘積近似常數(shù)，這樣便可以使電流脈動(dòng)系數(shù)近似不變。為此，要求電感Ld與電流Id的關(guān)系Ld=f(Id)為一雙曲線函數(shù)(如圖2-18所示曲線1)。

　　圖2-18　平波電抗器特性曲線

　　具有鐵芯的電抗器能近似的滿足上述要求(其特性曲線如2-18中曲線2)，在小負(fù)載時(shí)，鐵芯磁路不飽和，Ld值較大;當(dāng)負(fù)載增加時(shí)，隨著鐵芯磁路飽和程度的增加，Ld值逐漸減小。

　　這里應(yīng)當(dāng)指出，若平波電抗器的電感值Ld取得很大，電流脈動(dòng)程度將很小，這對(duì)牽引電機(jī)的工作有利，但平波電抗器本身的尺寸和重量必然增大，這不僅影響機(jī)車的總體布置，而且由于整流電流平直，使得變壓器一次側(cè)電流所包括的諧波分量也增加，這對(duì)供電系統(tǒng)的影響和對(duì)通訊的干擾增強(qiáng)，所以對(duì)平波電抗器的選擇要考慮一個(gè)合適的范圍。

　　一般是在一定的整流電壓下，應(yīng)規(guī)定好整流電流的脈動(dòng)系數(shù)，然后計(jì)算出不同負(fù)載下對(duì)應(yīng)的電感值，再選用合適的平波電抗器。在電力機(jī)車上，通常規(guī)定整流電流的脈動(dòng)系數(shù)不大于25%～30%。

　　(四)整流電路的換相

　　1.整流電路的換相過(guò)程

　　在分析不控整流電路時(shí)，我們假定了變壓器的漏抗X0為零，即換相電路中沒(méi)有感抗，此時(shí)整流電路的換相都是瞬時(shí)完成，稱之為瞬時(shí)換相。實(shí)際上，在機(jī)車的整流電路中牽引變壓器及其連接導(dǎo)線總是存在一定電感，即交流電源的漏抗X0≠0。當(dāng)有漏抗存在時(shí)臂電流從一相轉(zhuǎn)移到另一相的換相就不能瞬時(shí)完成，而需要一定的時(shí)間，在這段時(shí)間內(nèi)，兩相整流元件同時(shí)導(dǎo)通，先導(dǎo)通的一相整流元件的電流逐漸減小，后導(dǎo)通的一相整流電流逐漸增加，直到一相電流全部轉(zhuǎn)移到另一相的整流元件上，這一過(guò)程稱為整流電路的換相。換相過(guò)程的時(shí)間以相角計(jì)算，叫換相重迭角，以γ表示。

　　圖2-19　換相原理

　　圖2-19所示為變壓器漏抗對(duì)整流電路的影響。雖然圖中波形是以單相不控半波繪出，但其分析方法和所得結(jié)論具有普遍性。

　　為簡(jiǎn)化線路，突出主要問(wèn)題，在分析整流電路換相時(shí)假定：

　　(1)平波電抗器的電感值Ld為無(wú)限大，即Ld=∞，整流電流id被完全敷平。在整流電路整個(gè)換相過(guò)程中，牽引電機(jī)電流ia保持恒值不變。

　　(2)整流元件是理想元件，即正向壓降△U=0，反向電阻為無(wú)限大。

　　(3)不計(jì)變壓器的磁化電流，變壓器繞組的直流電阻為零。

　　(4)交流電源漏抗都折算到變壓器二次側(cè)，用集中的恒值電抗Xc表示，電感Lc表示。

　　下面結(jié)合圖2-19(a)分析換相過(guò)程。換相前，設(shè)變壓器二次側(cè)繞組的感應(yīng)電勢(shì)e2方向由a→b端，整流橋臂D1D3導(dǎo)通，整流電流Id流過(guò)元件D1D3及變壓器繞組ab，因?yàn)镮d是恒定的直流電流，因而在Lc兩端沒(méi)有自感電勢(shì)，但卻儲(chǔ)存著值為 的磁場(chǎng)能量。

　　當(dāng)ωt=0時(shí)刻開始換相，變壓器二次側(cè)繞組電勢(shì)e2方向改變，由b→a端，使整流橋臂D1D3中的電流有減少的趨勢(shì)，由于Ld無(wú)限大，電流只要有極其微小的減小，就會(huì)使Ld產(chǎn)生足夠大的自感電勢(shì)eL=-Ld(did/dt)，在e2和eL的共同作用下，使橋臂D2D4導(dǎo)通，變壓器繞組ab被短路，在整流電路內(nèi)部形成短路電流is，如圖2-19(b)所示。

　　短路電流is與換相前每個(gè)橋臂初始電流之和就是換相時(shí)流過(guò)每個(gè)橋臂的實(shí)際電流，即iD13=Id-1/2is，iD24=1/2is，i2=Id-is。由于電感Lc的存在，會(huì)感應(yīng)出電勢(shì)ec=Lcdis/dt方向左負(fù)右正，使繞組中電流不能躍變，只能從+Id逐漸變?yōu)楱DId。is的變化使橋臂D1D3的電流逐漸減小，橋臂D2D4中的電流逐漸增大。當(dāng)ωt=γ時(shí)，iD24增長(zhǎng)到Id，以后保持恒值;iD13下降為0，橋臂D1D3停止導(dǎo)通，換相結(jié)束。

　　2.換相重迭角

　　對(duì)短路電流進(jìn)行計(jì)算可得到γ的表達(dá)式。換相期間變壓器二次側(cè)繞組的短路電流is僅受到漏抗Xc的限制。因此有：

　　對(duì)此等式積分得

(2-45)

　　換相期間流過(guò)變壓器二次側(cè)繞組的電流i2=Id―is，當(dāng)ωt=γ時(shí)，i2=Id，is=2Id代入上式得：

　　所以

　　(2-46)

　　式中 Is--單相變壓器短路電流峰值， 。

　　式(2-46)說(shuō)明換相重迭角γ是變壓器漏抗Xc，二次側(cè)繞組電壓u2和負(fù)載電流Id的函數(shù)。漏抗及負(fù)載越大，γ越大，換相時(shí)間越長(zhǎng);二次側(cè)繞組電壓越大、γ越小，換相時(shí)間越短。

　　3.直流電壓損失及整流輸出電壓平均值Ud

　　換相期間變壓器二次側(cè)繞組處于短路狀態(tài)，輸出電壓等于零，造成整流電路的直流輸出電壓減少。整流輸出電壓的平均值Ud等于：

　　將式(2-46)代入上式，則

　　(2-47)

　　式中 代表由于存在變壓器漏抗所引起的直流電壓的損失，它與負(fù)載電流Id成正比例，故整流電壓Ud與整流電流Id的關(guān)系Ud=f(Id)為線性，稱為整流裝置的外特性，它是機(jī)車的重要特性之一。

　　整流裝置對(duì)于直流負(fù)載(牽引電機(jī))來(lái)說(shuō)，是一個(gè)含有一定內(nèi)阻的可變直流電源，其內(nèi)阻應(yīng)包括：換相等效電抗 ，變壓器繞組導(dǎo)線電阻RL，整流元件正向壓降△U?？紤]以上壓降之后，機(jī)車的整流外特性可進(jìn)一步表示為：

　　(2-48)

　　二、單相可控整流電路

　　采用無(wú)級(jí)調(diào)速的電力機(jī)車，整流電路為可控整流。根據(jù)整流元件是否完全可控，又分為半控整流和全控整流電路。

　　(一)全控整流電路

　　圖2-20(b)為理想全控橋，晶閘管T1、T4組成一對(duì)橋臂，晶閘管T2、T3組成另一對(duì)橋臂。當(dāng)變壓器二次側(cè)電壓u2為正半周時(shí)，相當(dāng)控制角α的瞬間給T1T4送觸發(fā)脈沖，T1、T4即導(dǎo)通，這時(shí)電流從電源a端經(jīng)T1、Ld、M、T4流回電源b端，這期間T2T3均承受反壓而截止。當(dāng)電源電壓過(guò)零變負(fù)時(shí)，因平波電抗器Ld的作用，使T1、T4仍承受正向電壓而導(dǎo)通，因而ud波形出現(xiàn)負(fù)值部分，此時(shí)晶閘管T2、T3上雖都已承受正向電壓，但由于觸發(fā)脈沖尚未到來(lái)而未導(dǎo)通，當(dāng)ωt=π+α時(shí)，觸發(fā)T2、T3使之導(dǎo)通，T2、T3導(dǎo)通后立即使T1、T4承受反向電壓而關(guān)斷。電流從電源b端，經(jīng)T3、Ld、M、T2流回電源a端。第二周期重復(fù)上述過(guò)程，其波形如圖2-21所示。

　　圖2-20　單相全控整流電路

　　圖2-21　全控橋式整流波形

　　設(shè)二次側(cè)交流電壓 ，則在晶閘管控制角為nπ+α時(shí)，整流電壓平均值Udα為：

　　(2-49)

　　當(dāng)α=0時(shí)，Uda=0.9U2=Ud0

　　當(dāng)α=π/2時(shí)，Udα =0。這時(shí)整流電壓波形中正負(fù)兩部分面積相等，故其平均值為0，所以全控橋式整流電路的移相范圍為0≤α≤π/2。

　　當(dāng)α>π/2時(shí)，Udα為負(fù)值，整流電路工作在逆變狀態(tài)。逆變的有關(guān)內(nèi)容將在第三章進(jìn)行討論。

　　整流電流平均值Id由歐姆定律確定，電流波形因平波電抗器Ld很大而呈一條直線，變壓器繞組中電流波形為方波，電流有效值為：

　　(2-50)

        

　　晶閘管元件承受的反向電壓為：

　　(2-51)

　　由圖2-21(d)，變壓器一次側(cè)繞組電壓u1與電流iT波形可知，此時(shí)一次側(cè)電流iT的基波電流i(1)與u1之間的相位角等于控制角(即ψ1=α)，表示基波電流滯后于電源電壓。根據(jù)功率因數(shù)、相位移系數(shù)、諧波系數(shù)的定義得：

　　(2-52)

　　說(shuō)明全控橋式整流電路功率因數(shù)PF與整流輸出電壓的平均值Ud成正比，在滿電壓時(shí)為0.9，在低電壓時(shí)功率因數(shù)很低。這是全控橋式整流電路最大的不足。

　　(二)半控橋式整流電路

　　圖2-22給出了兩種接法的半控橋式整流電路，圖(a)為不共陰極整流電路接法，圖(b)為共陰極整流電路接法。其中，不共陰極半控橋式整流電路在電力機(jī)車上被廣泛采用。

　　分析圖(a)可以看出，在正半周控制角為α時(shí)觸發(fā)晶閘管，則T1D2導(dǎo)通，整流電流流過(guò)，橋臂T2D1承受反向電壓截止。當(dāng)電源電壓u1下降到零并變負(fù)時(shí)，由于電感的作用，二極管D1導(dǎo)通，晶閘管T1關(guān)斷，而晶閘管T2尚未觸發(fā)，因此二極管D1D2同時(shí)導(dǎo)通，此時(shí)回路電流不經(jīng)過(guò)變壓器繞組而是經(jīng)Ld、電機(jī)M、二極管D1D2構(gòu)成回路，在此期間D1D2僅起續(xù)流作用，變壓器繞組電流為零，輸出電壓為零，牽引電機(jī)端電壓為零。

　　圖2-22　半控橋式整流電路

　　當(dāng)電源電壓u2在負(fù)半周，T2承受正向電壓，在相應(yīng)控制角α時(shí)觸發(fā)T2導(dǎo)通，D2承受反壓截止，電流經(jīng)D1、Ld、M、T2流回變壓器。到電源電壓u2又變正時(shí)，仍由D1D2提供續(xù)流回路，變壓器輸出變?yōu)榱悖钡较乱粋€(gè)周波晶閘管觸發(fā)脈沖到來(lái)。根據(jù)各元件導(dǎo)通的情況，可得出波形圖2-23。在一個(gè)周波內(nèi)晶閘管的導(dǎo)通角θ=π―α，二極管導(dǎo)通角θ=π+α。

　　對(duì)于晶閘管共陰極接法，雖然可利用直接耦合的觸發(fā)電路，對(duì)變壓器二次側(cè)繞組的絕緣要求較低，但是對(duì)于大電感電路不適用。例如在交流電壓正半周時(shí)，晶閘管T1、二極管D2導(dǎo)通，在交流電壓由正變負(fù)進(jìn)入負(fù)半周時(shí)，晶閘管T2尚未觸發(fā)或觸發(fā)脈沖丟失時(shí)，感性負(fù)載須通過(guò)晶閘管T1、二極管D1續(xù)流，晶閘管因電流大而關(guān)不斷，再進(jìn)入下個(gè)周波時(shí)，因晶閘管T1根本沒(méi)有關(guān)斷電源，電壓將直接加在負(fù)載上，如此下去，負(fù)載電路將始終有半波整流電壓作用，電路不能中斷。因此，在電力機(jī)車上一般不采用此種整流線路。

　　半控橋整流輸出電壓的平均值Udα：

　　(2-53)

　　當(dāng)α=0時(shí)，Udα=ud0

　　當(dāng)α= 時(shí)，

　　當(dāng)α=π時(shí)，Udα=0

　　由式(2-53)可知，控制角α的移相范圍為0≤α≤π，

　　整流輸出電流的平均值、元件承受的反向電壓均與全控橋相同。

　　圖2-23　不共陰級(jí)半控橋式整流電路波形圖

　　半控橋整流電路的功率因數(shù)、相位移系數(shù)、畸變系數(shù)的計(jì)算如下：

　　

　　圖2-24　不同整流電路功率因數(shù)PF

　　我們將功率因數(shù)表達(dá)式中控制角α用Ud公式表示，則可表示為 的函數(shù)關(guān)系。根據(jù)式(2-33)、式(2-52)、式(2-54)可求出各種整流電路不同控制角α時(shí)的 值。繪出PF=f(Ud/Ud0)曲線如圖2-24所示，Ⅰ為不控整流電路的功率因數(shù)曲線。Ⅱ?yàn)槿貥蚴秸麟娐饭β室驍?shù)曲線，由曲線可知，在低電壓時(shí)功率因數(shù)是很低的。Ⅲ為半控橋式整流電路功率因數(shù)曲線，它位于Ⅰ、Ⅱ之間，顯然半控橋整流電路的功率因數(shù)平均值有所提高。

　　圖2-25表示相位移系數(shù)DF、諧波系數(shù)HF與輸出電壓級(jí)位之間的變化關(guān)系。由HF曲線可知，對(duì)于半控橋整流電路當(dāng)控制角α較小(即電壓級(jí)位低)時(shí)，諧波系數(shù)HF將增加，這說(shuō)明電流畸變?cè)龃蟆?/p>

　　圖2-25　可控橋式整流電路DF、HF波形

　　(三)電力機(jī)車移相調(diào)壓方式的選擇

　　通過(guò)對(duì)不同整流電路工作原理的分析可知，晶閘管可控整流電路的輸出整流平均電壓，可以通過(guò)改變觸發(fā)角α來(lái)進(jìn)行控制調(diào)節(jié)。因此，在交直型電力機(jī)車上，可以通過(guò)對(duì)機(jī)車整流裝置觸發(fā)角的控制即通過(guò)移相調(diào)壓來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)牽引電動(dòng)機(jī)端電壓調(diào)節(jié)的目的。

　　l.電力機(jī)車整流裝置聯(lián)結(jié)型式的選擇

　　機(jī)車整流裝置一般采用中抽式和橋式兩種整流電路。從整流電路的參數(shù)計(jì)算中我們知道，橋式整流電路變壓器的利用率較中抽式整流電路變壓器的利用率高20%，故電力機(jī)車上一般選用橋式整流裝置。

　　2.電力機(jī)車整流裝置控制方式的選擇

　　橋式整流電路的電壓調(diào)節(jié)由式(2-49)和式(2-53)已經(jīng)得出：

　　全控整流：Ud=0.9U2cosα，移相范圍; 時(shí)為逆變。

　　半控整流：

　　將晶閘管觸發(fā)導(dǎo)通的時(shí)刻由π～0或0～π平滑地改變，則平均整流電壓便平滑地上升或下降，這樣便可達(dá)到調(diào)節(jié)電壓的目的。

　　對(duì)于全控橋整流電路，當(dāng)時(shí)，將進(jìn)行有源逆變。所以采用再生制動(dòng)的電力機(jī)車，整流電路必須選擇全控橋，而對(duì)于沒(méi)有采用再生制動(dòng)的電力機(jī)車則均采用半控橋。這是因?yàn)榘肟貥蛞葡喾秶热貥虼?0～π)，機(jī)車功率因數(shù)平均值高，而且半控橋比全控橋控制簡(jiǎn)單。

　　3.移相調(diào)壓的特點(diǎn)

　　移相調(diào)壓可通過(guò)平滑無(wú)級(jí)地調(diào)節(jié)晶閘管的觸發(fā)相位來(lái)調(diào)節(jié)整流電路的輸出電壓，從而達(dá)到對(duì)電力機(jī)車進(jìn)行無(wú)級(jí)調(diào)速的目的。無(wú)級(jí)調(diào)速可以減少調(diào)壓過(guò)程中的電流沖擊，使?fàn)恳妱?dòng)機(jī)的力矩變化平緩，從而減少牽引力沖擊與擺動(dòng)，充分利用機(jī)車粘著重量，發(fā)揮較大的牽引力進(jìn)行平穩(wěn)操縱。另外，無(wú)級(jí)調(diào)速不需要轉(zhuǎn)換主電路，也不需要設(shè)置專用的調(diào)壓開關(guān)，使機(jī)車主線路大為簡(jiǎn)化。但是我們也看到，相控調(diào)壓的最大缺點(diǎn)是功率因數(shù)低、諧波干擾大，在低電壓級(jí)位時(shí)表現(xiàn)尤為突出。這是采用移相調(diào)壓的電力機(jī)車需要解決的問(wèn)題。

　　三、多段橋順序控制

　　為了改善機(jī)車的功率因數(shù)，降低諧波干擾，機(jī)車上廣泛應(yīng)用多段整流橋順序控制，即把橋段數(shù)增加到n段，n愈大，則效果愈好。下面就分別介紹理想情況下半控二段橋、三段不等分橋，四段經(jīng)濟(jì)橋的工作原理。

　　(一)二段半控橋

　　圖2-26給出了二段半控橋整流電路。該整流電路中變壓器二次側(cè)繞組分成電壓相等的兩段ab和cd，各自接有半控橋整流電路RM1和RM2，兩個(gè)半控橋相串聯(lián)，其中由D1～D4提供直流續(xù)流通道，兩段半控橋順序控制。

　　第Ⅰ段(低壓階段)，首先移相控制T1、T2，則ab-RM1投入工作，RM2中T3、T4被封鎖，D3D4提供電流通道，繞組cd中沒(méi)有電流流過(guò)。負(fù)載電流流過(guò)繞組ab、RM1、RM2中的D3、D4。第Ⅰ段整流輸出電壓的平均值為：

　　當(dāng)αl=π時(shí)，Ud=0

　　當(dāng)α1=0時(shí)，

　　圖2-26　二段半控橋

　　圖2-27　二段半控橋波形

　　第Ⅱ段維持T1、T2滿開放，控制T3、T4則cd一RM2投入工作，負(fù)載電流流過(guò)ab、RM1、RM2、cd，此時(shí)整流電壓波形如圖2-27(a)，一次側(cè)電流波形為圖2-27(d)。第Ⅱ段整流輸出電壓的平均值為：

　　當(dāng)α2=π時(shí)，Ud2=Ud1(α=0)=0.5Ud0

　　當(dāng)α2=0時(shí)，Ud2=Ud0

　　根據(jù)功率因數(shù)、相位移系數(shù)、波諧系數(shù)公式(2-30)、式(2-31)可以計(jì)算出二段半控橋的PF，DF、HR。圖2-24曲線(Ⅳ)即為半控二段橋的功率因數(shù)，可見(jiàn)采用二段橋功率因數(shù)已有顯著的提高。從圖2-27(d)iT波形看，電流的畸變也有所改善。日制6K型電力機(jī)車和國(guó)產(chǎn)SS6型電力機(jī)車主電路均采用二段半控橋式整流電路。

　　(二)三段不等分橋

　　從對(duì)二段半控等分橋的分析可以看出，隨著橋段數(shù)的增多功率因數(shù)將有所提高，但是段數(shù)的增多，會(huì)使?fàn)恳儔浩鞫蝹?cè)繞組的分段數(shù)相應(yīng)增加，整流臂數(shù)、元件數(shù)量增多。因此而引起機(jī)車主電路復(fù)雜，控制復(fù)雜。在實(shí)際應(yīng)用中，一般采用多段不等分橋整流電路。圖2-28所示為三段不等分橋。變壓器二次側(cè)繞組由二段a4x4、a2x2組成，其中一段a4x4接成中抽式半控橋，另一段a2X2接成一般半控橋整流電路，因中抽式繞組可看作兩段繞組a4b4、b4x4，故實(shí)際變壓器二次側(cè)繞組是三段不等分，各段繞組的電壓分配比例為1:1:2。D1～D4提供直流續(xù)流通道。三段不等分半控橋式調(diào)壓整流電路的升壓順序控制如下：

　　第1段：a2x2-T1T2D3D4工作，大橋調(diào)壓，T3～T6晶閘管封鎖，負(fù)載電流流過(guò)D3D4、T1T2D1D2、a2x2。輸出電壓、電流、變壓器繞組中電流的波形如圖2-29(a)，整流輸出電壓的平均值為：

　　當(dāng)α1=π時(shí)，Udl=0;αl=0時(shí)，Ud1=0.5Ud0=0.9Ua2x2。

　　第Ⅱ段：維持T1、T2滿開放，a4b4-T3T4D3D4四臂小橋調(diào)壓。T5、T6封鎖，負(fù)載電流流過(guò)T1T2D1D2、a2x2、D3D4T3T4、a4b4。此時(shí)輸出電壓、電流及變壓器繞組中電流波形如圖2-29(b)。整流輸出電壓平均值為：

　　當(dāng)α2=π時(shí)，Ud=0.5Ud0 ;α2=0時(shí)，Ud=0.75Ud0。

　　圖2-28　三段不等分半控橋

　　圖2-29　三段不等分橋分段調(diào)壓波形圖

　　第Ⅲ段：維持T1～T4，滿開放，b4x4-T5T6 D3D4調(diào)壓橋調(diào)壓，負(fù)載電流流過(guò)三段變壓器繞組和三段半控橋。電壓、電流波形如圖2-29(c)。此時(shí)整流電壓平均值為：

　　當(dāng)α3=π時(shí)，Ud3=0.75Ud0 ;α3=0時(shí)，Ud3=Ud0。

　　三段不等分橋的功率因數(shù)曲線見(jiàn)圖2-24(Ⅴ)，它與二段橋相比功率因數(shù)較高，波形畸變偏小了。此種整流調(diào)壓方案被廣泛采用。國(guó)產(chǎn)SS4、SS8、SS34000、SS9系列電力機(jī)車均采用此種調(diào)壓方案。8K機(jī)車亦采用三段不等分橋，所不同的是8K機(jī)車調(diào)壓整流的第一段橋?yàn)槿貥?，移相范?img alt="" src="/uploads/allimg/120207/177094-12020G5393V22.jpg" style="width: 46px; height: 39px" />。當(dāng)α1=0時(shí)，順序開放第二段橋，此時(shí)維持全控橋滿開放，即相當(dāng)于工作在不控橋狀態(tài)。

　　(三)四段經(jīng)濟(jì)橋

　　四段經(jīng)濟(jì)橋的整流電路結(jié)構(gòu)與三段不等分橋相同，只是采取的控制順序與三段不等分橋不同，四段橋的控制順序如下：

　　仍以圖2-28為例進(jìn)行分析。第Ⅰ段移相控制T3T4，a4b4-T3T4D3D4調(diào)壓橋投入工作，而T1T2、T5T6均封鎖，僅a4b4段繞組有電流流過(guò)，整流輸出電壓為：

　　當(dāng)α11=π時(shí)，Ud1=0;當(dāng)α11=0，Ud1=0.25Ud0

　　第Ⅱ段維持T3T4滿開放，控制T5T6使b4x4亦投入工作，T1、T2仍被封鎖，繞組a4b4、b4x4均流過(guò)電流，D1D2提供直流通道，此時(shí)整流輸出電壓為：

　　α21=π，Ud2=0.25Ud0

　　α21=0，Ud1=0.5Ud0

　　第二段橋滿開放時(shí)，通過(guò)邏輯控制將a4x4繞組的負(fù)載轉(zhuǎn)移到a2x2段繞組上，即將第二段橋的滿電壓輸出完全等值地轉(zhuǎn)移到a2x2-T1T2D1D2上去。因?yàn)閍2x2、a4x4匝數(shù)相等，只要控制合理，就可以實(shí)現(xiàn)無(wú)電壓電流沖擊的平滑轉(zhuǎn)移。一般選擇在電壓過(guò)零時(shí)刻，使晶閘管T1T2滿開放，同時(shí)封鎖T3～T6脈沖。這樣，對(duì)牽引電機(jī)而言，整流輸出電壓值不變：

　　第Ⅲ段橋，維持T1T2滿開放，再次控制T3T4，使a4b4再次投入工作，那么此時(shí)整流輸出電壓：

　　當(dāng)α12=π，Ud3=0.5Ud0;α12=0，Ud3=0.75Ud0

　　維持T1、T2、T3、T4滿開放，再次控制T5、T6進(jìn)入第Ⅳ段。b4x4再次工作，總的整流輸出電壓為：

　　當(dāng)a22=π時(shí)，Ud4=0.75Ud0;當(dāng)a22=0時(shí)，Ud4=Ud0。

　　表2-1　四段經(jīng)濟(jì)橋的控制

　　由表2-1三段不等分橋控制順序可知，由于利用了中抽式半控橋，結(jié)果使三段不等分半控橋獲得了四段等分橋的效果。這樣就用較少的元件和繞組段數(shù)獲得較多的調(diào)壓級(jí)數(shù)，從而降低晶閘管機(jī)車造價(jià)，故稱中抽式橋?yàn)榻?jīng)濟(jì)橋。它起著電壓調(diào)節(jié)的作用，也叫移相橋，而另一半控橋則起著存儲(chǔ)電壓的作用，稱為開關(guān)橋。

　　理想情況下，四段經(jīng)濟(jì)橋的功率因數(shù)值如圖2-24曲線Ⅵ所示。分析圖中曲線可以看出，電力機(jī)車采用四段半控橋已具有比較滿意的功率因數(shù)。國(guó)產(chǎn)SS4機(jī)車采用此種調(diào)壓方案。

　　四、功率因數(shù)補(bǔ)償

　　相控調(diào)壓有一個(gè)重要的性能指標(biāo)，即功率因數(shù)和諧波干擾。采用相控調(diào)壓的電力機(jī)車其功率因數(shù)較低，不僅降低了設(shè)備的利用率，而且諧波含量高，影響了電網(wǎng)的供電質(zhì)量，對(duì)電網(wǎng)造成嚴(yán)重污染。隨著機(jī)車單機(jī)功率的增加及大功率電力半導(dǎo)體元件在電力機(jī)車上應(yīng)用的日益廣泛，提高功率因數(shù)，減少諧波電流已成為一個(gè)重要問(wèn)題。另外，電力部門和郵電部門都對(duì)用戶的功率因數(shù)和諧波電流有限制。一般晶閘管相控機(jī)車的功率因數(shù)為0.78～0.80，諧波電流為Jpmax>9.2A，遠(yuǎn)不能滿足PF=0.9、I(3)=3.9、I(5)=4.0的限制要求。

　　根據(jù)公式(2-28)可知，晶閘管相控機(jī)車的功率因數(shù)PF=λcosψl，DF主要取決于α、HF根據(jù)圖2-24可知變化范圍不大，其中主要是3次、5次諧波含量。因此，改善晶閘管相控機(jī)車的功率因數(shù)和減少諧波電流的方法有：

　　1.采用多段橋

　　如前所述，這一方法能提高機(jī)車的功率因數(shù)和降低諧波分量，但段數(shù)過(guò)多會(huì)使變壓器抽頭數(shù)增加，整流裝置復(fù)雜，即使是多段橋，由于其電子控制增加從移相橋到開關(guān)橋邏輯轉(zhuǎn)換的復(fù)雜性，在一定程度上會(huì)降低機(jī)車運(yùn)行的可靠性。因此，其控制更加復(fù)雜。一般干線電力機(jī)車不超過(guò)四段，試驗(yàn)表明，在額定工況下，PF=0.80～0.85。

　　2.采用功率因數(shù)補(bǔ)償器(PFC)

　　功率因數(shù)補(bǔ)償裝置兼作濾波器，簡(jiǎn)稱PFC裝置，一般常用形式為L(zhǎng)C、RC、RLC，并跨接于機(jī)車主變壓器二次側(cè)繞組的兩端，如圖2-30所示。其工作原理可用圖2-31說(shuō)明：在理想情況下，由于整流電路的作用，整流裝置交流側(cè)電流I2為一方波，造成接觸網(wǎng)中電流波形發(fā)生畸變，即產(chǎn)生高次諧波電流，從iT表達(dá)式中我們知道，諧波電流主要是3、5、7次含量。而整流裝置的負(fù)載--平波電抗器和牽引電動(dòng)機(jī)均為感性負(fù)載，加之整流裝置本身的晶閘管相位控制(α)的作用，使電流I2的相位滯后于電網(wǎng)電壓UC，也即產(chǎn)生了一個(gè)感性無(wú)功電流，使機(jī)車功率因數(shù)降低。加上功補(bǔ)裝置后，就是把L、R、C連接成某一頻率的諧振電路(一般在靠近三次或五次諧波頻率處)。在基波網(wǎng)壓的作用下對(duì)基波呈容性，提供容性無(wú)功電流，減少相控整流機(jī)車滯后的負(fù)載電流，從而提高了功率因數(shù);同時(shí)對(duì)3、5次諧波呈低阻性，使通過(guò)功補(bǔ)裝置的3次、5次諧波電流增大而被吸收掉，減少了流向電網(wǎng)的3次或5次諧波電流，也減少了等效干擾電流。

　　圖2-30　濾波電路

　　圖2-31　機(jī)車濾波器工作原理

　　試驗(yàn)表明相控機(jī)車安裝了一定容量的PFC之后，勿需采用多段橋就可以。機(jī)車加裝了功率因數(shù)補(bǔ)償裝置后，提高機(jī)車的功率因數(shù)，降低接觸網(wǎng)和機(jī)車主變壓器的損耗，同時(shí)也減少了接觸網(wǎng)對(duì)沿線通信線路的干擾，從而大大簡(jiǎn)化了機(jī)車主電路的結(jié)構(gòu)，使整流裝置的橋段數(shù)減少，例如SS6機(jī)車就采用了二段橋帶PFC的主電路，引進(jìn)的6K、8K機(jī)車，當(dāng)PFC全部投入時(shí)PF>0.9。由于受機(jī)車重量與總體布置上的限制，于是提出在地面牽引變電所和接觸網(wǎng)上設(shè)置功率因數(shù)補(bǔ)償裝置，即車下補(bǔ)償。試驗(yàn)表明車上、車下補(bǔ)償各有效果，兩者側(cè)重不同。