近年來， D類音頻功率放大器憑借其效率高，功耗低等優(yōu)點， 已成為MP3、移動電話等便攜式音頻系統(tǒng)的首選解決方案。而振蕩器是D類音頻放大器的重要組成部分， 振蕩器對放大器的音質、芯片效率、電磁干擾等指標有著重要的影響。為此， 本文設計了一種應用于D類功放的電流控制振蕩器電路。該模塊基于電流模式， 主要實現(xiàn)兩個功能： 一是提供幅度與電源電壓成正比的三角波信號； 二是提供頻率幾乎與電源電壓無關的方波信號， 該方波信號的占空比為50%。

1 電流模式振蕩器原理

振蕩器的工作原理是通過MOS開關管來控制電流源對電容的充放電以產生三角波信號。傳統(tǒng)的基于電流模式的振蕩器結構框圖如圖1所示。

圖1 電流控制振蕩器的原理結構

圖1中， R1、R2、R3、R4通過對電源電壓的分壓來產生閾值電壓VH、VL和參考電壓Vref。參考電壓再通過放大器OPA與MN1構成的LDO結構來產生與電源電壓成正比的參考電流Iref。因此有：

本系統(tǒng)中的MP1、MP2、MP3可構成鏡像電流源， 以產生充電電流IB1。而MP1、MP2、MN2、MN3組成的鏡像電流源則產生放電電流IB2。假設MP1、MP2、MP3寬長比相等， MN2、MN3的寬長比相等。則有：

振蕩器工作時， 在充電階段t1時， CLK=1，MP3管以恒定電流IB1對電容充電， 此后A點電壓線性上升， 當A點電壓大于VH時， cmp1輸出端電壓翻轉為零。邏輯控制模塊主要由RS觸發(fā)器組成， 當cmp1輸出為0時， 輸出端CLK翻轉為低電平， CLK為高電平。振蕩器進入放電階段t2， 此時電容C開始以恒定電流IB2放電， 使A點的電壓下降。當電壓下降到小于VL時， cmp2的輸出電壓變?yōu)?。RS觸發(fā)器翻轉， CLK變?yōu)楦唠娖剑?CLK變?yōu)榈碗娖剑?從而完成一個周期的充放電過程。由于IB1和IB2相等， 所以， 電容的充電和放電時間相等， A點三角波的上升沿斜率與下降沿斜率的絕對值相等， 因此， CLK信號為占空比50%的方波信號。

該振蕩器的輸出頻率與電源電壓無關， 而三角波的幅度則與電源電壓成正比。

2 振蕩器電路的實現(xiàn)

本文設計的振蕩器電路實現(xiàn)如圖2所示。該電路分為閾值電壓產生電路， 充放電電流產生電路和邏輯控制電路三個部分。

圖2 振蕩器的具體實現(xiàn)電路

2.1 閾值電壓產生部

閾值電壓產生部分可由MN1和四個阻值相等的分壓電阻R1、R2、R3和R4來構成。MOS管MN1在此作為開關管。無音頻信號輸入時， 芯片將CTRL端置為低電平， VH、VL均為0V， 振蕩器停止工作， 以降低芯片的靜態(tài)功耗。有信號輸入時， CTRL為低電平， VH=3Vdd/4， VL=Vdd/4。由于比較器工作的高頻狀態(tài)下， 如果B點和C點直接與比較器輸入端相連， 則可能會通過MOS管的寄生電容對閾值電壓產生電磁干擾。故本電路將B點和C點與緩沖器相連。電路仿真表明， 使用緩沖器可以有效隔離電磁干擾， 穩(wěn)定閾值電壓。

2.2 充放電電流的產生

與電源電壓成正比的電流可由OPA、MN2和R5產生。由于OPA的增益很高， 因此， Vref與V5之間的電壓差可以忽略不計。

由于存在溝道調制效應， MP11和MN10的電流會受到源漏電壓的影響， 因此， 對電容的充放電電流不再與電源電壓呈線性關系。本設計中，電流鏡采用cascode結構可以穩(wěn)定MP11和MN10的源漏電壓， 降低對電源電壓的敏感程度。從交流角度看， cascode結構提高了電流源（層） 的輸出電阻， 減小了輸出（ 入） 電流的誤差。MN3、MN4、MP5 用于為MP12 提供偏置電壓。MP8、MP10、MN6則可為MN9提供偏置電壓。

2.3 邏輯控制部分

觸發(fā)器的輸出CLK和CLK為相位相反的方波信號， 可用來控制MP13、MN11與MP14、MN12的開啟和關斷。MP14和MN11作為開關管， 其作用相當于圖1中的SW1和SW2。MN12和MP13作為輔助管， 其主要作用是減小充放電電流的毛刺，消除三角波的尖沖現(xiàn)象。尖沖現(xiàn)象主要是由于MOS管狀態(tài)轉換時的溝道電荷注入效應所引起的。

假設去除MN12和MP13， CLK從0跳變到1時，MP14由導通到關閉狀態(tài)， 同時迫使MP11和MP12組成的電流源瞬間內從飽和區(qū)進入深線性區(qū)， 并使MP11、MP12、MP13的溝道電荷在極短的時間內抽出， 而這將引起很大的毛刺電流， 從而使A點出現(xiàn)尖沖電壓。與此同時， MN11由關斷狀態(tài)跳轉到導通狀態(tài)， MN10和MN9組成的電流層從深線性區(qū)轉到飽和區(qū)， 這三個管子的溝道電容短時間內充電， 同樣會引起大的毛刺電流和尖沖電壓。同樣， 若去除輔助管MN12， 那么， CLK跳變時， MN11、MN10、MN9也會產生大的毛刺電流與尖沖電壓。

雖然MP13與MP14寬長比相同， 但柵極電平相反， 因此， MP13與MP14交替導通。MP13對消除尖沖電壓主要起兩個作用。一是保證MP11、MP12在整個周期內都工作在飽和區(qū)， 以保證電流的連續(xù)性， 避免由電流鏡所引起的尖沖電壓；二是使MP13、MP14構成互補管。這樣， 在CLK電壓變化瞬間， 一個管子的溝道電容充電， 同時另外一個管子的溝道電容放電， 正負電荷相互抵消， 從而大大減小毛刺電流。同理， MN12的引入也會起到相同的作用。

2.4 修調技術的應用

在不同的晶片之間， 不同批次的MOS管的參數會有所不同。在不同的工藝角下， MOS管的氧化層厚度to也會有差別， 相應的Cox也會隨之變化， 從而引起充放電電流大小發(fā)生偏移， 使振蕩器的輸出頻率發(fā)生變化。在集成電路設計中， 修調技術主要是針對電阻、電阻網絡（或電容網絡）進行修調。采用不同的修調技術可增大或減小阻值（或容值）， 從而設計不同的電阻網絡（或電容網絡）。

充 放電電流IB1和IB2主要由電流Iref決定。而Iref=Vdd/2R5。因此， 本設計選擇對電阻R5進行修調，修調網絡如圖3所示， 圖中， 所有電阻阻值均相等。本設計中， 電阻R5的阻值為45kΩ。R5由十個阻值為4.5kΩ的小電阻串聯(lián)。將A、B兩點之間的金屬絲熔斷可將R5的阻值提高2.5%， 而將B，C之間的金屬絲熔斷可將電阻提高1.25%， 將A、B和B、C之間的熔絲都熔斷， 則可將阻值提高3.75%。這種修調技術的缺點是只能將電阻值調大， 而不能調小。

圖3 電阻修調網絡結構

3 仿真結果分析

本設計可在CSMC公司的0.5μmCMOS工藝上實現(xiàn)， 并可利用Spectre工具對振蕩器進行仿真。

3.1 互補開關管對三角波的改善

圖4所示是互補開關管對三角波的改善示意圖。由圖4可見， 本設計中MP13和MN12的波形在斜率變化時沒有明顯的尖峰， 而且在添加輔助管后， 其波形尖沖現(xiàn)象基本消失。

圖4 互補開關管對三角波的改善波形

3.2 電源電壓和溫度的影響

圖5所示是電壓和溫度對頻率的影響曲線。

從圖5可以看出， 電源電壓從3V變化到5V時， 其振蕩器的頻率變化為1.86%； 當溫度從-40℃變化到120℃時， 振蕩器頻率變化了1.93%?？梢娫跍囟群碗娫措妷鹤兓秶艽髸r， 該振蕩器的輸出頻率仍可保持穩(wěn)定， 故可保證芯片的正常工作。

圖5 電壓和溫度對頻率的影響曲線

4 結束語

本文設計了一種應用于D類音頻功放的電流控制振蕩器。在典型情況下， 該振蕩器可以輸出頻率為250kHz的方波和三角波信號。而且在溫度和電源電壓變化范圍較大時， 振蕩器的輸出頻率仍然可以保持穩(wěn)定。此外， 通過增加互補開關管， 還可以去除尖沖電壓。而通過引入電阻網絡修調技術， 則可在有工藝偏差情況下得到精確的輸出頻率。目前， 該振蕩器已經應用于一款D類音頻放大器中。