當(dāng)采用buffer 驅(qū)動容性負載或者整個回路中存在較多的RC 延時環(huán)節(jié)，當(dāng)輸入信號為瞬變信號，容易導(dǎo)致輸出震蕩。接下來我們了解輸出震蕩的原因以及防止震蕩的方法。

一、為什么輸出會震蕩?

實際運算放大器芯片的輸出端會存在輸出阻抗，如下圖中Ro，當(dāng)運放帶容性負載，如驅(qū)動線圈;驅(qū)動MOS管等。運放芯片內(nèi)部Ro會與輸出電容CL形成極點：fp =1/2pi*CL*Ro極點造成系統(tǒng)相位裕度下降 (當(dāng)相位裕度為20°時，輸出的超調(diào)量高達55%)從而造成輸出震蕩。

時域上當(dāng)CL較大(nF~uF級別)時，時域上運放輸出到反饋之間由RoCL造成的延遲過大導(dǎo)致輸出震蕩。(只有輸入信號為瞬變信號時才會由于其包含的高頻分量信號無法及時被反饋而震蕩)

二、防震方法 1 ——輸出加電阻：

在輸出加電阻是借由Riso引入新的零極點fz1、發(fā)fp1，當(dāng)Riso>>Ro時，fp1 ≈ fz1 零極點近似相互抵消，達到補償系統(tǒng)相位裕度的目的。

fz1 =1/2pi*CL*Riso，fp1=1/2pi* CL* ( Ro +Riso)

fz1零點補償在穿越頻率10倍頻，開環(huán)增益等于20dB處(可從datasheet的幅值相位曲線中得到對應(yīng)頻率)，即可得到 。

此辦法雖然解決了穩(wěn)定性的問題，但會在Riso上產(chǎn)生壓降，使輸出直流精度下降。不在意精度的時候可以采用此辦法。

三、解決直流精度問題的防震方法2 ——雙反饋回路

從上圖看到在原有方法1 的基礎(chǔ)上新增加CF，RF，從輸出到反饋端引入了兩條路徑。RF 把信號的低頻分量(CF: Open，RF: Closes the feedback around Riso)由正向輸入端跟隨到輸出端; CF則把回路通過的高頻分量(CF: Short, RF is effectively open)經(jīng)Riso引入整個回路，實現(xiàn)相位補償?shù)哪康摹?/p>

上圖為兩個反饋路徑以及兩者疊加的幅值裕度隨頻率變化曲線。當(dāng)圍繞一個運放使用雙反饋路徑時，兩個反饋路徑交疊處疊加出來的反饋效果會使1/β 斜率從+20db/decade 突然 變成了-20dB/decade。這意味著1/β曲線存在一個復(fù)共軛極點，這樣相應(yīng)地在環(huán)路增益曲線上即有 一個復(fù)共軛零點。復(fù)零點與極點在其對應(yīng)的頻率上引起一個 +/-90 度的相移。此外，復(fù)零點/復(fù)極點的相位斜率， 在其出現(xiàn)頻率位置附近的一個狹窄頻帶內(nèi)可從+/-90 度變化至+/-180 度。復(fù)零點/復(fù)極點的產(chǎn)生在閉環(huán)運放響應(yīng)中可能會引起嚴重的增益尖峰，這是很不希望看到的情況，尤其在功率運放電路中。因此，對于CF的取值我們不希望太小，導(dǎo)致相位裕度變化頻帶過窄，同時也不能太大，使整體帶寬變小。

對于的具體取值：

1. Riso>> Ro

2. RF ≥100×Riso

3.6*Riso*CL≤RF*CF≤18*Riso*CL ，CF在此范圍內(nèi)取值可保證兩個路徑相對穩(wěn)定。

分享具體案例：

實驗驗證：以一顆常用運放器件(phase margin 75°)為例。

當(dāng)其帶容性負載為1uF時，通過Bode 100對以下電路進行掃頻得到其開環(huán)特性的幅頻和相頻曲線。

取Riso=18Ω進行相位補償，再對增加Riso的電路進行掃頻，得到的開環(huán)特性的幅頻和相頻曲線如下所示。

如上圖，加入Riso后系統(tǒng)相位裕度變成81°，添加Rf=22kΩ,

取Rf>1000Riso,Cf分別取5/10/15nF，輸入1V階躍信號(黃色)，輸出電壓波形(藍色)如下圖所示，Cf越大阻尼越大, 超調(diào)量越小。實際Rf>100Riso即可，這樣Cf更大系統(tǒng)響應(yīng)速度更快，超調(diào)量會減小。

通過以上實驗，我們知道當(dāng)運放跟隨電路帶容性負載輸出震蕩時，可以通過添加Riso與雙反饋回路進行相位與精度補償，在用戶端我們也推薦工程師預(yù)留Riso、Rf、Cf的位置。如若已經(jīng)設(shè)計好電路來不及修改，也可嘗試選用相位裕度較大的運放進行替代。